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如何解决耳机驱动方面存在的最大挑战?

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如今在连接耳机放大器时经常听到“零电容”或“无电容”这类炫耀式的强调说法。目前市场上已经出现了几种这类的解决方案,都是颇为激进地基于几种不同的技术。这几种解决方案的优缺点并非总是那么明显-颇具讽刺意义的是,相对于过去的传统电路,某些最具吸引力的解决方案实际上还需要更多的电容器,但却在某些方面却具有优势,如功耗,爆破音抑制和启动时间等。本文将就这些问题进行深入的探讨,并给出解决方案的合理选择。 

1.使用电容器的问题 

图1所示为一个传统的耳机驱动电路。其左声道和右声道输出放大器采用一个单电源VDD,而其输出端的直流电压位于电源轨的中点,即VDD/2。为了消除该直流电压,在放大器后面插入了两只电容器。

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图1:传统的耳机驱动电路

通常使用电解电容或钽电容,而常见的电容值则为220μF。电路对低频信号的频率响应由这两只电容器的容值和耳机的阻抗共同决定,而低于截止频率fc的音调被衰减。对于220μF的电容值来说,当采用的耳机阻抗为16欧姆时,电路的截止频率为45Hz,而当所用耳机的阻抗为32欧姆时,该截止频率则降到22.5Hz。不期望采用低于220μF的电容值,因为这将提到电路的低频截止频率,导致低音部分的损耗,这是一个难题,即便是采用目前最先进的信号处理技术,该损耗也只能是得到部分补偿校正。 

虽然电容器制造技术也在不断地提升和改进,但仍落后于由于摩尔定律所导致的消费电子体积快速减小和成本快速降低的步调。其结果是,仅仅这两只220μF的电容器就占据了个人媒体播放器或手机电路板上的绝大部分空间。如今,尽管在电容器的物理尺寸、高度以及成本等方面可以取得一些折衷,但传统的解决方案最终还是无法满足绝大多数应用的要求。这就是图1所示电路存在的主要问题。 

这种电路在启动时还存在另一个不太明显的问题。启动前,所有的电路节点上的电压都是0V,两只电容开始被充电。但是在正常的工作过程中,每只电容的左侧电压是VDD/2(直流项),而右侧则停留在0V。要实现这一状态,必须驱动一个电流通过电容器对其充电。这样,在启动过程中,如果放大器的输出从0V瞬间跃升至VDD/2,该充电电流上将会出现一个很大的短时间电流尖峰。因为任何通过电容器的电流都将通过耳机,于是将产生一个很大的爆破噪音,这在当今的市场上市无法接受的。当然,通过延缓放大器输出电平的提升可以减小充电电流的幅度和摆率,从而将噪音降低到一个听不到的程度,但代价却是大大地增加了启动时间。这是一个很大的缺陷,因为语音回放通常是用户接口的一部分,例如,确认某个按键是否被按下,或者是否选择了某个选项。这类用户输入事件与所期望的确认音之间的长延迟会显得系统笨拙和反应迟缓。 

对终端用户来说,无论是爆破噪音还是用户接口的响应速度都是至关重要的,这使得系统设计师进退两难。然而,令人有点惊奇的是,许多人为了避免开机延迟过大,保持耳机放大器的电源始终不关断,即便是在不需要的时候也是如此。这种做法无疑增加了待机功耗,从而违背了如今已成为普遍的、电池供电系统中严格且精细的功率管理准则。音频期间提供商通过提供低功耗待机模式来响应积极的功率管理,将放大器的输出偏置到VDD/2,从而消耗比回放过程中更少的功耗。不过,这只是一个不完善的解决方案,由于它需要一个条件,就是VDD电源电压必须始终提供,即产生电源电压VDD的电压调整器始终不能关断,这也会缩短待机电池的寿命。 

总起来说,传统的耳机驱动电路迫使系统设计师采取折衷,这种折衷方式应经开始日益被接受。首先是要在电容器的物理尺寸,电容器的成本以及系统的低频响应之间采取折衷;其次,还要在爆破噪音,较长的启动时间,高待机功耗以及增加的额外成本之间做出痛苦的抉择。 

2.“虚拟接地”方案 

一种不采用电容器的替代解决方案如图2所示。这里,增加了一个第三放大器,并被接到耳机的地线柱上(即一般的TRS连接器的插套上)。它作为一个虚拟地,提供没有交流分量的VDD/2直流电压。左声道和右声道与图1中的传统电路相比没有变化。由于无论是左声道还是右声道与虚拟地之间的直流电压差都是0,从而不再需要隔离直流电容器。

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图2:采用虚拟接地的无电容耳机驱动电路

这种解决方案具有三重优点。首先是比传统电路体积小,高度低且价钱便宜;其次,其低频响应平坦,从而保证了低音的精确再现;最后是启动时间小,因为无需再对隔离直流电容充电。音频器件提供商提供这种虚拟接地的解决方案已经有数年了,市场上被称作为“伪差分”,以及“无输出电容”和“虚地”。目前已经有许多OEM厂商采用了这种解决方案,其中不乏一些知名品牌的公司。 

但是,这种解决方案并非没有问题。缺点之一就是由于增加了一个“虚拟接地”放大器所引起的功耗增加。假定采用的是小输出幅度和阻性负载的B类放大器,其功耗等同于左声道和右声道放大器加起来的总和,即该电路的总功耗比相似条件下的传统电路增加了一倍,即便是用满刻度的正弦波,虚拟接地解决方案的功耗也要比传统电路的功耗高64%(2/pi)以上。该结果将大大缩短回放电池寿命,无论是用多大的音量。 

另一个问题出现在当耳机被用作为线路输出时。在便携式系统中并没有分离的线路输出插座,终端用户常常利用商用适配器电缆将耳机输出连接到家庭高保真系统或者扩展台坞(docking station)的线路输入上。由于在适配电缆的两端都要接地(便携式系统将会通过一个充电器接地),则虚拟地被直接连接到真实地上了。其结果是,由于短路时的音频信号无法正确地传送。尽管目前耳机放大器已经可以承受任意长时间的短路,从而造成永久性的损坏的机率很小,但尽管如此,从可靠性的角度出发,很显然这仍然不是理想的解决方案。总的来说,在许多应用中,虚拟接地是传统电路的一个可用的替代方案,但该方案还是具有自身的缺点,从而无法成为业界的标准解决方案。 

3.利用反向电荷泵的参考地解决方案 

要解决传统耳机驱动存在的问题,并不带来新的问题,需要一个其输出电压以0V为中心的参考地放大器。这种放大器需要一个对称电源,它有一个正电源和一个负电源组成,正负电源的电压幅度相等。由于在消费电子系统中很少有负电源轨,一些元器件提供商在他们的音频IC中集成了电荷泵,如图3所示。这种解决方案目前正在被几个厂家的品牌采用。

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图3:参考地耳机驱动电路

颇具讽刺意义的是,这种解决方案需要比传统解决方案更多的电容器,包括在电荷泵的输入端和输出端各需要一只电容器,还有一只“回扫反馈”(flyback)电容。(有时候,在简短的IC数据页中并没有注明位于输入端的电容,实际上需要它来补偿实际电源中并非直接由电荷泵引起的非理想瞬态响应)。很显然,对于这种电路,“无电容”的说法是不合适的。不过,由于这些电容的容值都只有几微法,因此与传统电路中的两只220微法的电容比起来要好多了。与虚拟地解决方案不同,这种电路提供了一个真正的接地输出,从而可以没有任何限制地用于各种线路输出。这种电路即便是在电池电压很低的时候也能工作,原因是电荷泵将放大器的电压摆幅扩大了一倍。 

对于参考地解决方案,剩下来的主要问题就是功耗了。在低音量时,电荷泵的效率受开关损耗的影响而被限制到较低的值,而在高音量时,其效率则受到芯片上互联电阻和开关器件的物理尺寸的限制(加大芯片意味着增加成本)。此外,有些放大器设计无法容忍电荷泵产生的电源纹波,使得一些提供商外加LDO电压调节器来消除纹波。LDO电压调节器的输出电压降进一步引入损耗。总的来说,绝大多数参考地解决方案的电源效率只有传统解决方案的一半左右,缩短了回放电池的寿命。 

4.更先进的参考地解决方案 

如何解决参考地耳机驱动解决方案中的电源效率低的问题,正在成为低功率音频领域的热点话题。采用G类放大器架构独特地解决这一问题,这种架构中,将根据音频信号的音量来调节电源电压。然而,具有固定输出电压的反向电荷泵不支持这种G类放大器架构。Wolfson微电子公司推出了首款参考地G类放大器件-WM8900,采用了具有两个输入端的奇特电荷泵设计解决了这一难题。他们连接到当今绝大多数电池供电的设备中都具有的不同的电源电压上,使得电荷泵可以产生两个不同的输出电压。 

作为Wolfson公司一款最新的解决方案,被称作为“W”类,被集成WM8903音频调制解调器中。这种解决方案中,电荷泵只有一个单电源输入,通常连接到1.8V的电源轨,但却有两个电源输出,分别为VPOS和VNEG,从而为放大器提供一个对称电源。VPOS和VNEG的幅度随着信号的强弱而变化,从而以与其他G类实现方案中非常相似的方式改善了电源效率。但W类做得更好,这是因为该方案中还随着音量的大小来调节电荷泵的开关频率。这样就减小了开关损耗并进一步延长了电池工作时间。与标准的反向电荷泵相比,该设计只需要增加一个额外的引脚和容量很小的电容,如图4所示。

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图4:具有自适应功能的“W”类耳机驱动电路

WM8903耳机放大器具有高PSSR(电源抑制比),因此可以直接由电荷泵驱动,而不再需要片上LDO调节器。器件内的其他电路也具有较高的PSRR,许多情况下也不需要外部的LDO。在器件中的数字内核,数模转换器以及其他部分中,也采用了许多其他与此无关的节能技术。 

本文小结 

尽管许多老的解决方案还在不时使用,但在手持设备应用中,一个新的业界标准是参考地解决方案。其他必需考虑的指标还包括超低的功耗-在现实应用中用于回放的功耗只有几毫瓦;解决方案体积小还要考虑到外部元器件,不降低语音质量,还要有合理的成本。随着元器件提供商在满足这些苛刻需求方面的不断努力,新的解决方案和更好的改进将会持续出现。但十之八九,都要采取一些折衷,一些设计目标的取得将以其他方面的牺牲为代价。而同时在各主要方面都取得成功的解决方案,将会获得大批量的应用。

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